混合式隔离双向DC-DC变换器建模与控制

AdvancedTechnologyofElectricalEngineeringandEnergy

电工电能新技术

Vol.37,No.11Nov.2018

混合式隔离双向DC-DC变换器建模与控制

王归新1,杨　斌1,陈海东2

(1.三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002;

2.国网安徽省电力有限公司肥东县供电公司,安徽合肥231600)

摘要:为了解决变换器在单移相调制下回流功率较大的问题,分析了双重移相控制变换器的工作原理,研究了在双重移相控制下变换器的功率特性以及最小回流功率的控制方法;对内、外移相比最优参数进行设计,建立了双重移相控制下混合式隔离双向DC-DC变换器的动态小信号模型。最后搭建实验样机,实验结果验证了理论分析的正确性。

关键词:混合式隔离双向DC-DC变换器;双重移相控制;最优移相比;回流功率

DOI:10.12067/ATEEE1801048　　　文章编号:1003-3076(2018)11-0048-10　　　中图分类号:TM46

1　引言

近年来,双向DC-DC变换器已应用在众多工业领域中,如电动汽车、不间断系统(UPS)、储能系统以及智能微电网系统等。由于该类变换器具有高功率密度、高效率、零电压开关与模块化等优点,因此备受关注[1-5]。

本文以变换器在高压大功率场合中的运用为背

提出一种双重移相控制策略,该策略虽然可以消除输入输出电压不匹配时产生的回流功率,但不能消除回路中的循环电流。文献[10,11]分析了变换器在重载和轻载情况下的工作原理和变换器设计等问题,但针对回路环流和死区影响等问题没有给出相应的解决方案。文献[12]提出一种改进PWM加移相调制的混合调制方法,虽然增加了功率的传输范围,但并没有整体提升效率,且控制较为复杂,不具有通用性。

本文以混合式隔离双向DC-DC变换器为研究对象,分析了变换器基于双重移相控制下的工作原理和回流功率,并建立了变换器基于双重移相控制下的小信号模型;根据系统的开环传递函数特性,设计PI控制器参数,并得出闭环控制系统框图。最后,通过搭建实验样机,对本文提出的基于最小回流功率的双重移相控制策略进行验证。实验结果表明,当采用基于最小回流功率的双重移相控制时,变换器的传输效率有所提高。

景,对其中的混合隔离三电平双向DC-DC变换器进行研究。与传统的半桥和全桥结构的变换器相比,三电平结构的变换器具有和传统变换器相同的输出特性与功率传输特性,其开关管只需要承受输入或输出电压的一半,因此,变换器可以采用低耐压开关管代替高耐压开关管。采用低耐压管不仅减少了开关损耗,提高了效率,同时还大大降低了成本[6]。为进一步提高变换器的传输效率,本文采用移相控制策略对变换器进行控制。文献[7]采用单移相对变换器进行控制,其优点是控制简单,但整个变换器会产生由输入输出电压不匹配造成的较大的电流应力和回流功率,进而增大功率器件和磁性元器件损耗,降低变换器的传输功率。对此,文献[8]提出一种PWM加移相控制的控制策略,该策略虽然可以整体实现软开关,但采用这种方法时,变换器的最大移相角被制约,导致功率密度受到。文献[9]

收稿日期:2018-01-17

2　双重移相控制下变换器的稳态特性分析

2.1　变换器工作模态分析

桥电路、全桥电路和高频变压器组成。V1、V2分别为变换器的输入和输出电压,VAB和VCD分别为变换

图1为本文所研究的变换器拓扑。变换器由半

基金项目:湖北省微电网工程技术研究中心开放基金项目(2015KDW03)

作者简介:王归新(1961-),男,湖北籍,副教授,博士,研究方向为电力电子与电力传动;

杨　斌(1994-),男,湖北籍,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动。

王归新,杨　斌,陈海东.混合式隔离双向DC-DC变换器建模与控制[J].电工电能新技术,2018,37(11):48-57.

49　

器左桥臂和右桥臂的输出电压;L为变压器一次侧和二次侧折算到一次侧漏感的总和;iL为变换器电感电流。

为了简化变换器分析过程,对电路进行简化,简化后的模型如图3所示。假设变换器已经达到稳定状态,Tr为理想变压器,且不考虑寄生参数的影响。令V1′=V1/2,V2′=nV2,电容值C1=C2。电感电流由A流向C为参考正方向。根据图2,一个周期内将变换器分为8个工作模态,各个模态的等值电路如图1　混合式隔离双向DC-DC变换器拓扑

Fig.1　TopologyDC-DCofhybridconverter

isolatedbi-directional

图2为变换器选用双重移相调制方式下,正向传输模式的开关管脉冲信号和工作波形。D,半桥三电平电路桥臂内移相比1为半个开关周期内;D为半个开关周期内,半桥三电平和全桥电路外移相2比,并且变换器需要满足0图2　双重移相调制工作原理波形

Fig.2　phase-shiftWaveformsmodulationofconverterstrategywithdual

图4所示。

图3　混合式隔离型双向DC-DC变换器简化电路结构图

Fig.3　isolatedSimplifiedbi-directionalcircuitstructureDC-DCdiagramconverter

ofhybrid

开关管(1)S模态1(t0,t1):工作状态如图4(a)所示。

臂输出电压3、VDV2感电压(2)VAB、S=50,、S副边桥臂输出电压8开通,电感电流iLV开关管S4(b)所示。

臂输出1、S2、DS6、DS7开通,电感电流iL<-V,(3)电感电压电压VAB2′模态3(V=V′1,副边桥臂输出电0,压原边桥VCD=tL′1=,t2V):1′+工作状态如图V2′,电感电流线性减小4(c)所示。

开关管S1、S2、DS6、DS7开通,在t′1时刻电感电流。

iL出电压(t1′)=V0,流开始正向充电并且线性增加CD原边桥臂输出电压=-V′2,电感电压VVAB=V′1,副边桥臂输L=V′1(4)模态4(t。

+V′2,电感电开关管S2,t3):工作状态如图4(d)所示。

-V电1、S压2、DVS5AB、D2′,电感电压V=VS8′开通,电感电流iL臂输出1,副边桥臂输出,电>0,电感电流线

压原边桥VCD=L性增加。

=V1′-V2′,设V1′>V2′开关管(5)VD模态桥臂输出电压1、S52V、D(t3S5,、Dt4):S8开通工作状态如图,电感电流4i(e)所示。

L>CD0,=原边电感电压VV′2,L=-ABV2′=,电感电流线性下降0,副边桥臂输出电压。

V开关管(6)D模态S3、DS46、D(t4S5,、Dt′4):S8开通工作状态如图,电感电流i4(f)所示。

=-VL桥臂输出电压VAB1′,副边桥臂输出电压>0,V原边CD=

50　电工电能新技术第37卷第11期

V2′,电感电压VL=-V1′-V2′,电感电流线性下降。

图4　8个工作模态等值电路

Fig.4　Equivalentcircuitofeightoperatingmodes

　开关管　(7)D模态S3、DS47、(Dt′4S5,、t5D):S8工作状态如图开通,在t′4时刻电感电流4(g)所示。iL输出电压(t4′)=0,V原边桥臂输出电压流反向充电CD(8)模态,并且线性上升=V2′,电感电压8(t。

VVAB=V-′1V-′1,V副边桥臂L=-′2,电感电开关管D5S3、DS4、D,S6t、D6):S7工作状态如图开通,原边桥臂输出电压4(h)所示。

V压ABV=-V′1根据图V,1′副边桥臂输出电压2,+V在一个周期内2′,电感电流线性下降VCD=-V′2,电感电L=-,当变换器稳态运行。

时,电感电流iL波形对称f=t,并且电流平均值为零。由图2可知,D1Ts1,D2Ts=t2,Ts刻电感电流值为s=1/(2Ts),设电压增益比=t3,开关频率:

k=V′1/V′2,可得各个时王归新,杨　斌,陈海东.混合式隔离双向DC-DC变换器建模与控制[J].电工电能新技术,2018,37(11):48-57.

51　(8)(9)

2.2　双重移相下变换器软开关的范围

V′(kD1-2D2-k+1)ìïiL(t0)=2

8fsLï

ïïV′2[(k+2)D1-2D2+k-1]íiL(t1)=

8fsLï

ïV′(-kD1+2kD2-k+1)ïiL(t2)=2î8fsL

PSPS

(1)

QSPS

　　为了方便分析,变换器传输功率采用标幺值,取SPS调制下的最大传输功率PN为基准值(D2=0.5时),即

PN=

V′1V′2

16fsL

(10)

V′1V′2(-2k+4kD2+1)2=

fsLk(2k+1)

V′1V′2(D2-D22)=

4fsL

模态1中,t0时刻关断S4,由于变压器漏感的存在,通过2.1节对变换器工作状态的分析可知,在

变换器回路中的电流A,S且VDiL不会发生突变,仍从B流向2处于正向偏置状态,因此,原边电流iL从4中转移到VD2中,故S刻关断S4实现零电压关断。t1时的作用,故3,变换器原边电流转移到S3实现零电压关断。同时CS3中,由于C,由于DS3处于正向导通,此时原边电流流经DS2充电,开关管S实现ZVS导通。由电感电流的S2、DS1对称性可知,其他的开关管同样满足软开关条件2、DS1给电容C1。

软开关约束条件为:

iiL(t1)<0L将式(2)和式(3)代入式(t2)>0

(2)(1)中,可以分别得到(3)

基于双重移相时变换器实现软开关的约束条件为:

D1<

4kD2-2kD4k(2+k1-1)

(4)D1<

2-　变换器实现软开关的约束条件为式　综上所述,当Vk

k+1

(5)

1=V2时,基于双重移相控制时(4)。

2.3　双重移相下变换器功率特性分析设P换器的传输功率和回流功率DPS、QDPS分别为双重移相(DPS)调制下变,通过计算可得:PDPS

=T1ABiL(t)dt

=

V′s

1∫

Ts

V′0

V2(-D21+2D1D8f2-D1-2D2

2+2D2sL

)QDPS

V′1V′2(-2k-D1+4kD2-4kD1+(6)=

f+1)

1)2sLk(2k式中,k≥1;0当D11=0时,<即为传统单移相D2<1。

PSPS、QSPS为SPS控制下的传输功率和回流功率(SPS)调制,,将设

D1=0代入式(6)和式(7)可得:

　　设pDPS、qDPS为DPS控制下变换器的传输功率和回流功率标幺值,根据计算可得:

ìïïpDPS=2(-D2+2D1D2-D1-2D2íïîqDPS=(-2k1-D2+2D2)14k+(24kDk+21)

-4kD1+1)2　　设pSPS、qSPS为SPS控制下变换器的传输功率和(11)

回流功率标幺值,根据计算可得(1-D:

{

pSPS=4D22)qSPS

=

(-2　4kk(2+4kkD+21)

+1)2(12)

下　pDDPS根据式、pSPS随(11)D1、和式D2变化的三维曲线图(12)得到SPS、DPS(0控制方式SPS控制<器中的回流功率较大,随着移相比D器的回流功率逐渐减小;采用DPS控制策略控制2的增大,变换时,变换器中的回流功率总是小于SPS控制时的回流功率,因此,在传输相同功率时,总存在ppqDPSSPS。不同k值增益下回流功率qDPS和SPS随D1、D>变化的三维曲线图如图6所示。

2

图5　传输功率p3-DcurvesDPS和pSPS随DFig.5　1、D2变化的三维曲线图variedoftransmissionwithDpowerpDPSandpSPS

1andD2

52　电工电能新技术第37卷第11期

参数,qDPS的曲线图表明,qDPS存在极小值等高线,通过明显小于SPS控制方式,所以为了发挥双重移相的作用必须对移相比D1、D2参数进行最优设计。

由图6可知,在不同电压增益下,随着k值上升

计算选取最优曲线[13,14],DPS控制下变换器功率回流

图6　不同k值增益下回流功率qDPS和qSPS随D1变化的三维曲线图

、D2Fig.6　with3-DDcurvesofbackflowdifferentpowerkqDPSvalueandgain

qSPSvaried

1andD2under<1、0　图<6(a)D为k=0.5时qDPS和qSPS曲线图,在01<1范围内DPS控制存在回流功率最优

传统单移相控制回流功率明显增大,而双重移相始终存在最优参数,使得回流功率始终保持在较低水平。根据上述分析可知,当变换器传输功率一定的

情况下,双重移相调制的移相比D数能够满足传输功率要求,并且1必、D然2有无穷组参存在DD1_min、开关2_min使得回流功率最小的同时,变换器还能实现软。因此联立变换器双重移相控制下标幺化传输

功率pìïï

pDPS式(11)和软开关约束条件式(4)得:

DPS=2(-D2+2Díï(4k+1)11D2-D1-2D22+2DD2)4k

1+2k-1îD2=　(13)

为零　根据回流功率的定义,变换器中电感电流必须满足,为了保证iqDPS最小或者L时变换器能实现软开关。因此在式(13)(t0)中选择的<0,且同最小回流功率点是软开关中至关重要的点。而在实际应用中,考虑到变压器励磁电感和开关管自身寄生电容时,实际上软开关的范围将会更小。因此,可以选取接近临界的点作为最小回流功率点[15]据图5,结合式(11)可以求出在给定传输功率。p根的情况下变换器回流功率最小的移相比D的表达式,即

1_min、D2_minìïïD1_min=(1+2k)1-pí8k2

+4k+1ïïîD2_min=12(1+8k21+-4kp+1

)3　双重移相控制下变换器的动态建模与控制策略

　根据混合式隔离型双向　假设变换器稳态工作时开关管均可实现DC-DC变换器双重移相调

ZVS,6制电路工作原理可知,变换器电路工作模态2、模态

别与模态为电感电流极性变化过程3、模态7电路状态方程相同,而其电路状态方程分,可统一在一个模态内。

由于电感电流在系统稳态时,其波形对称正负极性的电流变化过程相同,所以本文只采用电感电流为正极性时电路模态,即模态1~模态3。利用开

　王归新,杨　斌,陈海东.混合式隔离双向DC-DC变换器建模与控制[J].电工电能新技术,2018,37(11):48-57.

53　

关周期平均模型建模,推导出电感电流和电容电压

　　对式(14)引入小信号扰动,并进行线性化处得到电感电流和电容电压的小信号交流模型方程:d^i(t)ì^′(t)-V′d^(t)+ïLL=(1-D1)v111

dtï

^′(t)+2V′d^ï　　　　　(2D2-1)v222(t)

ï

^′(t)^′(t)　ídvv2^=(1-2D2)iL(t)-2ïC0

dtRï

^(t)ïdd1

=(D1-1)^iL(t)ïC1

îdt

v′2(s)=

d〈iL(t)〉Ts

ìïL=[1-d1(t)]〈V′1(t)〉Ts+[1-2d2(t)]〈V′2(t)〉Ts

dtï

ïïd〈V′2(t)〉Ts〈V′2(t)〉TsíC0=[1-2d2(t)]〈iL(t)〉Ts-dtRï

ïd〈V′(t)〉

1Ts

ïC=[d1(t)-1]〈iL(t)〉Tsî1

dt

的开关周期平均值状态方程:

(14)

理,消去方程两侧的直流项,同时忽略二阶扰动项,

^(t)、d^(t)周期的表达式,其中D1、D2为稳定值,d12

式(15)为状态平均方程组在[0Ts]半个开关

为扰动值。电感电流iL为交流信号,其稳态平均值IL为零。双向DC-DC变换器交流信号很难作为变量用于系统控制。

(15)

取拉氏变换得到电容电压v′2(s)和v′1(s)的表达式:

本文选择变量V′1、V′2为控制信号,根据式(15)

　　变换器正向传输模式时,输出电压V2′为控制变d2(s)有关。变换器反向传输模式时,输出电压V′1为控制变量,v1′(s)状态方程即为变换器正向传输的表达式。由式(17)可知v′1(s)与变量v′2(s)、移相比d1(s)、d2(s)有关。

v′1(s)=

(1-2D2)(1-D1)v′1(s)-(1-2D2)V′1d1(s)+2(1-2D2)V′2d2(s)

LC0s2+(L/R)s+(1-2D2)2(1-D1)V′1d1(s)+(1-2D2)(1-D1)v′2(s)+2(D1-1)V′2d2(s)

LC1s2+(L/R)s+(1-D1)2

(16)(17)

量,v2′(s)状态方程即为变换器正向传输的表达式。由式(16)可知v′2(s)与变量v′1(s)、移相比d1(s)、

　　由于内移相比D1通过最优控制器给定,且D1

必须在系统稳态运行时计算得出,变换器未达到稳态运行点时,令d1(s)=0,则变换器输出电压V2的传递函数为Gv2d2(s)。图7为变换器正向传输系统控制框图。这里近似认为V1电压扰动为零,忽略v1′(s)对输出电压V2控制干扰。

由式(16)和式(17)可知,系统传递函数为二阶

传递函数,由于变换器控制变量为直流量,因此可以采用PI控制器实现控制目标,且结构简单。外移相比D2采用PI控制器调节控制输出电压,内移相比D1通过最优控制器给定,使系统回流功率最小。式(16)可得出变换器的各传递函数为:ìïGvv(s)=v′2(s)ï21v′1(s)ïïv′2(s)ïG(s)=ív2d1

d1(s)ï

ï

ïG(s)=v′2(s)ïv2d2d2(s)î

d1(s)=0

d2(s)=0

当变换器正向传输时,V′1=V1/2,V′2=nV2,通过

===

(1-2D2)(1-D1)

LC0s2+(L/R)s+(1-2D2)2

Fig.7　Controlblockdiagramofconverterforward

transmissionsystem

图7　变换器正向传输系统控制框图

4　仿真分析与实验验证

4.1　仿真分析

真参数如下:输出电压V2=400V,输入电压V1=加外串电感L=50μH,fs=20kHz,输出电容C0=

在Matlab/Simulink仿真平台搭建仿真模型,仿

v′1(s)=0d2(s)=0

-(1-2D2)V1/2

LC0s2+(L/R)s+(1-2D2)22(1-2D2)nV2

LC0s2+(L/R)s+(1-2D2)2

(18)

v′1(s)=0d1(s)=0

1000V,变压器变比n=1,负载R=20Ω,变压器漏感470μF,得到V1′=500V,V2′=400V。

当负载一定时,即R=20Ω,此时可以得到变换

　电工电能新技术第37卷第11期

器的传输功率P=8kW,为使变换器回流功率最小,将传输功率P代入式(8),可得D2=0.8。将其代入式(18)可得系统开环传递函数为:

Gv2d2(s)=

-92

480

4.7×10s+5×10-6s+0.36

　　根据式(19)可得变换器正向传输系统伯德图,如图8(a)所示。其中,θ表示相位,Mag表示幅值。可知系统的转折频率fn=2323Hz,穿越频率fc=

(19)

232Hz。计算可本文采用得PI参数PI值控制器调节输出电压:KV2,通过0.2997。图8(b)穿为系统补偿后开环伯德图P=2.041×10-5越频率为400Hz,补偿裕度。,K角其中I=88.补偿后系7°。

统的为

图8　系统伯德图

Fig.8　Bodediagramofsystem

400V,当输入电压相同输出功率下V1=1000V,,得出变换器电感电压闭环控制输出电压为

,如图9所示。

VL及电感电流iL波形图9　两种控制方式下VL和iL的仿真波形Fig.9　Simulationcontrolwaveformsmethods

ofVLandiLinboth

王归新,杨　斌,陈海东.混合式隔离双向DC-DC变换器建模与控制[J].电工电能新技术,2018,37(11):48-57.

55　

　　可以看出,采用PI控制器调节变压器副边输出电压,当D1=0.3(非最优参数)时,图9(b)中电感15A,电感电流明显减小。因此,在最优DPS控制4.2　实验验证

功率也大大减小,从而提高了变换器的传输效率。

电流峰值为34A,此时不能很好地回流功率。D1=0.70,即为最优参数时,此时回路中电流峰值为下,变换器电感电流应力减小的同时,变换器的回流

STM32F103ZET6为了进一步验证理论分析的正确性,本文验样机,分别对单移相调制和双重移相调制控制策为控制系统搭建了一台180W以实50V,略进行实验输入电,压该样机的实验参数为输出电压VV21=120V,变压器变比n=1,L==

如图130μH,10f所示s=20kHz,。

输出功率Po=180W,实验样机

图10　实验样机

Fig.10　Experimentalprototype

50V,当输入电压100V时,通过闭环控制输出电压

VCD及电感电流在相同输出功率时i,变换器原副边电压11所示。

VAB、L波形如图11(b)图11(a)为单移相调制时变换器的波形图,图

波形,其中黑色部分表示半周期内变换器的回流功~图11(d)为采用双重移相调制时变换器的率p电流峰值为cir。可以看出4A,此时系统回流功率最大,采用单移相控制时,变换器电感

;采用双重移相控制且内移相比D流功率相比单移相调制时较小1为非最优时,变换器的回,但回流功率降低幅值较小,变换器双重移相调制对回流功率抑制作用不明显;采用双重移相控制且内移相比D时,变换器的回流功率为零,且电感电流应力从1为最优4A降低到3.2A。因此,在最优DPS控制下,变换器电流应力减小的同时,变换器的回流功率也减小到零,从而大大提高了变换器的工作效率。

图11　两种控制方式下VAB、VCD及iL的实验波形

Fig.11　Experimentalcontrolwaveformsmethods

ofVAB,VCDandiLinboth

5　结论

本文针对混合式隔离双向DC-DC变换器,详细分析了变换器基于双重移相控制下的工作模式　　　

,以56　电工电能新技术第37卷第11期

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及不同电压调节比下变换器传输功率和内、外移相比三者之间的变化关系;建立了基于双重移相控制下混合式隔离双向DC-DC变换器的动态模型,在此基础上提出了一种基于最小回流功率的控制策略。仿真和实验表明实验结果与理论分析基本一致。因此,在给定相同传输功率时,采用最小回流功率控制策略可以有效减小变换器中的回流功率和电流应力,从而减小变换器的损耗。[9]YazdaniF,ZolghadriM.Designofdualactivebridgeiso-

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Modelingandcontrolofhybridisolatedbi-directionalDC-DCconverter

(1.CollegeofElectricalEngineering&NewEnergy,ChinaThreeGorgesUniversity,Yichang443002,China;2.FeidongElectricPowerCompany,StateGridAnhuiElectricPowerCo.Ltd.,Hefei231600,China)Abstract:Inordertosolvetheproblemsthatthebackflowofconverter’spoweristoolargeunderthecircumstance

WANGGui-xin1,YANGBin1,CHENHai-dong2

ofsingle-phase-shiftingcontrolstrategy,thispaperdiscussedtheconverter’sworkingtheorybasedonthedual-phase-shiftingcontrolstrategy,andmainlyanalyzedthecharacteristicsofconverter’spowerandreflowpowerunderthecontrolofthedual-shiftcontrolstrategytheory.Withthetargetofacquiringtheminimumreflowpower,anopti-resultsoftheexperimentshowthatthecorrectnessoftheoreticalanalysis.

power

modelofhybridisolatedbi-directionalDC-DCconverter.Finally,wehavebuiltanexperimentalprototype,andtheKeywords:hybridisolatedbi-directionalDC-DCconverter;dual-phase-shiftingcontrol;optimalshiftratio;reflowmalinternalandexternalshiftratiohasbeendesigned.Meanwhile,italsoestablishedthesmalldynamicsignal